Versuche mit der Röhre E88CC (= ECC88)                  Tx=20221010.

Vor zwei Jahren habe ich Versuche mit der Niederspannungsröhre EF98 gemacht. Damals hatte ich meine KOSMOS Siebkette um eine einstellbare Spannungsregelung ergänzt, sodass ich die g1 Vorspannung und die Anodenspannung frei einstellen konnte und für das Schirmgitter eine separate Versorgung hatte. Diese Freiheiten halfen damals sehr und nach vielen Versuchen war mein Verständnis für die Röhre erheblich gewachsen und ich kam auf eine Verstärkung von 70-fach.

Ich hatte aber den Verdacht, dass diese Batterieröhre einfach nicht "the full monty" war und dass eine "richtige" Röhre noch bessere Werte bringen könnte. Dafür brauchte ich aber eine geeignete Hochspannungsversorgung die ich daher zuerst bastelte. Da ich nun Spannungen bis 350V verfügbar hatte, konnten die neuen Experimente beginnen.

Triode vs. Pentode
Hintergrundziel ist immer noch der Empfang des SAQ wofür eine hohe Verstärkung zwingend ist. Ich wählte daher eine steile Röhre, die E88CC (das ist die Langlebeversion der ECC88 und ich hatte so eine Röhre zufällig in meinem Fundus). Mit einer Steilheit S = 12.5mA/V erwartete ich mir deutlich mehr von dieser Röhre, als von der EF98, bei der ich maximal S = 4mA/V gemessen hatte. Gleichzeitig sollte die Röhre rauscharm sein, da sie in der Eingangsstufe des Empfängers arbeiten soll und dort mit Spannungen von 0.1V arbeiten muss. Daher entschied ich mich für eine Triode statt einer Pentode, da bei der Triode das Verteilungsrauschen (Stromverteilung zwischen Anode und Schirmgitter schwankt statistisch) konstruktionsbedingt (sie hat kein Schirmgitter!) entfällt. Da die E88CC als "Universell verwendbar in Antennenverstärkern" gekennzeichnet ist, sollte das doch eigentlich die richtige Röhre für mich sein.

Brumm
Von der EF98 her wusste ich, dass Brumm der große Feind ist. Daher wollte ich von Anfang an alles gut schirmen. Was konnte es diesbezüglich besseres geben, als einen alten UHF oder UKW Tuner mit zwei Röhren in Kammerbauweise? Zwei Röhrenfassungen, weil die zweite Stufe die Umsetzung des SAQ-Signals in den Langwellenbereich durchführen sollte. Ich hatte tatsächlich noch einen alten, verrosteten Tuner in meiner Bastelkiste liegen. Es muss wohl ein Teil aus einem Fernseher sein, denn die Heizfäden waren in Reihe geschaltet. Nach dem Abbau des Drucktastenaggregats sieht der Tuner so aus:

Man erkennt die vollständige Abschirmung und innen die hervorragende Kammerbauweise. Das geht sogar soweit, dass die originale Kopplung zwischen Vorstufe (rechte beide Kammern) und Mischer (linke beide Kammern) nur durch einen Ausschnitt in der Trennwand realisiert wurde! Keine Leitung, keine gekoppelten Spulen, keine expliziten Kondensatoren, nur ein Loch in der Wand!!

In der ganz rechten Kammer habe ich bereits die ehemals vorhandene Induktivität (Spule kann man dieses Stück Blech kaum nennen) entfernt und die Sockelbeschaltung so modifiziert, dass eine E88CC betrieben werden kann. Gitter g1 und Anode sind über die roten Drähte direkt nach aussen geführt, um damit experimentieren zu können.

Anlaufspannung
In einem ersten Experiment bestimmte ich die Anlaufspannung, die an 10 MOhm (R_i des DMMs) bei ziemlich genau -1.5 V lag. Die Anlaufspannung hängt geringfügig von der Anodenspannung ab und steigt bei 330V Anodenspannung auf 1.7V Anlaufspannung. Um Gitterstrom und damit einen kleinen Eingangswiderstand (und somit eine Belastung des Schwingkreises) zu vermeiden, sollten wir das Gitter also auf mindestens 1.8V vorspannen. Durch den 680 Ohm Kathodenwiderstand (der tatsächlich 704 Ohm hat) erreichen wir das.

Ich habe mit verschiedenen Werten für die Gitter-Vorspannung und die Anodenspannung experimentiert und dies stellt für die 6N2P das Optimum dar. Die Spannung des DCF77 Signals am Schwingkreis (gemessen mit dem Oszi mit 10 MOhm und 1 MOhm) ändert sich nicht, wenn die Röhre zugeschaltet wird. Diese bedämpft den Kreis also nicht.

High Impedance
Die Eingangsimpedanz mit free floating g1 ist sehr hoch. Ich habe spasseshalber mit dem DMM den Widerstand K - g1 gemessen: falls g1 positiv ist, liegt er bei ca. 600 Ohm, ansonsten natürlich über 40 MOhm (Messgrenze). Dies zeigt aber auch schon, dass es wichtig ist, das g1 negativ vorzuspannen, sodass in keinem Fall ein Gitterstrom fliesst, wenn man eine hohe Eingangsimpedanz braucht. Ich denke Vorspannungswerte negativer als -1.5 V sollten reichen.

Für weitere Versuche bedurfte ich einer regelbaren B-Plus Versorgungsspannung, die durchaus bis 300V reichen sollte, da die ECC88 ja nicht für Batteriebetrieb konzipiert ist. Daher habe ich als nächstes ein Röhrennetzteil gebaut, was ein eigenes Projekt wurde. Aber damit konnte ich nun echte Verstärkungsversuche machen.

Verstärkungsversuche
Bevor ich mit Schwingkreisen und echtem Empfang experimentiere, wollte ich sozusagen einen dry run machen, mit klar definierten Bedingungen, um den Einfluss von Brumm zu untersuchen und die besten Bedingungen (g1-Vorspannung, Betriebsspannung) ausfindig zu machen. Dazu wählte ich diese Schaltung:

Um ein möglichst kleines Eingangssignal zu erreichen, teile ich die Spannung aus dem Signalgenerator im Eingangsteiler um den Faktor 1:2129. Etwaiger Brumm wird ebenfalls um diesen Faktor heruntergeteilt. Für eine Eingangsspannung von 1Vpp brauche ich dann aus dem Signalgenerator eine Spannung von 2mVpp. Eventuell sollte ich den Eingangsteiler um den Faktor 10 vergrössern, indem ich den 470 Ohm Widerstand durch einen 47 Ohm Widerstand ersetze.

Da die Röhre am Gitter sehr empfindlich ist, zeigte es sich sehr schnell, dass die geregelte Gittervorspannung aus dem Netzteil zu unruhig war. Daher baute ich den Siebblock für die Gittervorspannung. Damit ist keine Einstreuung aus dem NT über die Gittervorspannung nicht mehr nachweisbar. Allerdings dauert es jetzt sehr lange (Minuten), bis sich eine Gitterspannungsänderung am NT stabilisiert hat. Da hilft, kurz den rechten 100F C direkt ans NT anzuschliessen und umzuladen. Da ja kein Gitterstrom fliesst und die Selbstentladung der Elkos hinreichend gering ist, reicht es sogar, die Elkos einmalig aufzuladen und dann vom NT zu trennen. Sie sorgen dann über Stunden hinweg für eine absolut glatte Vorspannung. Da diese ja eh im Bereich der Anlaufspannung (ca. -1.5V) liegen soll, reicht es sogar, einfach den Anlaufstrom der Röhre zum Aufladen der Kondensatoren zu verwenden. Es stellt sich dann automatisch die richtige Gittervorspannung ein. Für die finale Version sollte die Gittervorspannung über einen Kathodenwiderstand (und Abblockkondensator 10F = 0.9 Ohm bei 17kHz) erzeugt werden. Dann kann der Eingangsschwingkreis direkt auf Masse gelegt werden.

Bereits bei den ersten Messungen wurde klar, dass die Anodenspannung sehr unruhig war:

Hier die Anodenspannung aus dem NT. Es ist zwar kein 50Hz oder 100Hz Brumm vorhanden, aber die Spannung fluktuiert mit sehr niedriger Frequenz um bis zu 25mVpp. Das macht später Messungen sehr kleiner Signale im Millivoltbereich unmöglich, da diese im Rauschen des NT untergehen. Links mit langsamer Zeitbasis, rechts schneller, mit 10s/cm.

Ich habe dann den Anodensiebblock eingeführt und er reduziert das Rauschen signifikant:

Leider treten sehr niederfrequente Fluktuationen mit 10mVpp auf, die man in obigem Schirmbild nicht sehen kann, die aber spätere Messungen sehr erschweren. Ich vermute, dass es Rauschen aus dem LR8 ist. Im Prinzip sind diese sehr niederfrequenten Komponenten mit Schwankungen von nur wenigen mV für Röhrenschaltungen ohne Belang, jedoch erlauben sie keine exakten Messungen, weil die Nulllinie im mV-Bereich dauernd schwankt. Daher habe ich einen 1nF Kondensator zum Oszi (jetzt auf DC-Kopplung) eingebaut, der den Frequenzgang des Oszis nach unten beschneidet. Damit werden diese Fluktuationen am Oszi ausgefiltert.

Ein Jahr später (Dezember 2023): ich habe Änderungen am Röhrennetzteil vorgenommen und der Schirmgitter-Ausgang (den ich hier verwende) ist nun weitgehend beruhigt, sodass ich auch gut an der Anode messen kann.

E88CC
Die E88CC hat eine hohe Steilheit von 12.5mA/V aber bei einem Arbeitspunkt von 15mA, 90V Anodenspannung und -1.3V am g1. Das würde nur einen Anodenwiderstand von 17kOhm zulassen und damit sinkt die Verstärkung natürlich wieder.

Mit 80kOhm in der Anodenleitung erreiche ich nur 3mV am Ausgang, weil ich die g1-Spannung bis -2.28V aufdrehen muss, sonst ist die Anodenspannung zu gering. Ein Teufelskreis. Ich erreiche damit eine Verstärkung von 32-fach und das deckt sich gut mit dem Datenblatt (33-fach). Ich denke, die E88CC ist für ganz empfindliche Eingangsstufen nicht so gut geeignet. Ich sollte eine Röhre mit geringerem Anodenstrom verwenden, dann kann der Anodenwiderstand höher ausfallen, was mehr Verstärkung ergibt. Andererseits könnten sich die Verhältnisse umkehren, wenn ich später einen Schwingkreis in die Anodenleitung kopple, da ich dann die volle Anodengleichspannung für die Röhre bekomme.

ECC81
Die ECC81 kommt bei 100V an der Anode mit 3mA aus. Aber ihre Steilheit ist deutlich geringer. Es kommt auf einen Versuch an. Diese Röhre braucht 12V Heizung, aber mit meinem neuen Netzteil ist das kein Problem :-)

Ich weiß nicht, ob diese Röhre defekt ist, aber ich sehe nur Rauschen am Ausgang, praktisch kein Signal, egal bei welchem Arbeitspunkt, auch ohne eingespeistes Signal. Erst bei höheren Eingangssignalpegeln erscheint ein stark verrauschtes Signal am Ausgang. Die folgende Tabelle zeigt einen Überblick über die jeweils maximale Verstärkung der verschiedenen Röhren:

ECC81 (für HF), ECC82 (für NF) und ECC83 (für NF, 12AX7) brauchen dabei 12V Heizung, was für das neue Netzteil kein Problem ist, aber später eine separate zweite Heizquelle erforderlich machen würde. Die 6N2P, eine russische Röhre, ist elektrisch identisch zur ECC83, hat jedoch nur 6.3V Heizung und ein Schirmblech zwischen den beiden Systemen. Mit dem Entbrummer lässt sich der Brumm deutlich reduzieren. Obwohl sie nur 1.6mA/V Steilheit hat, erreicht sie die höchsten Verstärkungswerte! Das liegt sicher auch daran, dass sie mit sehr geringem Anodenstrom arbeiten kann und dadurch der DC-Spannungsabfall am Anodenwiderstand gering bleibt und die Anodenspannung am höchsten ist.

Da jetzt der Arbeitspunkt ungefähr bekannt ist, kann ich ihn auch über einen Kathodenwiderstand einstellen:

Damit nimmt die Ausgangsamplitude geringfügig ab (5mVpp) und der Anodenstrom steigt auf 2mA. Der Verstärkungsfaktor =53 ist aber noch verwendbar. Ich vermute, dass die Gegenkopplung durch den 1F Kathodenkondensator, der bei 17kHz 10 Ohm hat, für die Abnahme der Verstärkung verantwortlich ist.

Empfangsversuche
Die Versuche mit der EF98 haben gezeigt, dass der Langdraht im Garten, der auf die elektrische Komponente anspricht, vorwiegend Störungen einkoppelt, aber nicht das Nutzsignal. Daher will ich diesmal eine Ferritantenne probieren; Ferritstäbe hatte ich ja schon einmal eingekauft. Ziel ist, einen Schwingkreis mit möglichst hoher Güte zu erzielen.

Für Frequenzen ab 10 kHz empfiehlt sich die Verwendung von HF-Litze: die Eindringtiefe beträgt bei 10 kHz ca. 0.6mm, bei 50kHz nur noch 0.3mm. Solange ein Kupfer-Vollmaterial von 0.3mm Durchmesser (oder weniger) verwendet wird, könnte man sich die Litze auch sparen. Andererseits soll der Ohm'sche Widerstand der Spule möglichst gering ausfallen, daher sind dickere Drähte von Vorteil. Ich verwende 60 x 0.04mm Litze, was in etwa der Leiterquerschnittsfläche eines 0.3mm Drahtes entspricht -- die Litze bringt hier also noch keinen wirklichen Vorteil. Der Gleichstromwiderstand beträgt 161 mOhm.

Da SAQ nur 3x pro Jahr für wenige Minuten sendet, eignet er sich nicht zur Empfängerentwicklung. Daher will ich versuchen, den DCF77 Zeitzeichensender auf 77.5kHz zu empfangen und dann auf 17.2kHz umzuschalten. Die Bauteilwerte für den DCF77 sind in den Schaltplänen in rot eingetragen.

Leider treten nun wieder Probleme mit 50Hz Brumm auf. Zum einen wird der Brumm definitiv über die Ferritantenne eingespeist, denn er ist stark richtungsabhängig und ändert sich beim Drehen der Antenne. Ich konnte so feststellen, dass ein Anteil aus dem Netztransformator des Röhren-NT stammt. Letztendlich kommt diese Einstreuung aus dem Lichtnetz. Abhilfe bringt es, das Röhrennetzteil möglichst weit weg von der Antenne zu platzieren, dann ist dieser Brumm-Anteil nicht mehr zu sehen. Ein Jahr später stellte ich mit der MAG13S magnetic probe fest, dass das NT der Edsyn Entlötpumpe sehr starke Magnetfelder, die die Werkbank überdecken, aussendet, selbst wenn die Pumpe abgeschaltet ist, das NT also nur im Leerlauf ist. Wird dieses NT abgeschaltet, sinken auch diese Magnetfelder und damit die Brummeinstreuungen, sehr stark ab. Aber das wusste ich zu diesem Zeitpunkt noch nicht.

Aber ein anderer Anteil stammt direkt aus dem Verstärker selbst. Das muss noch näher untersucht werden. Dabei ist mir aber aufgefallen, dass verschiedene 6N2P Röhren ganz unterschiedlich brummen: die aus der Charge mit 4 x 6N2P zeigen starken Brumm, selbst bei kurzgeschlossenem Eingang, die aus der Charge 2 x 6N2P dagegen wesentlich weniger Brumm. Auch das muss noch näher untersucht werden.

Als erstes will ich elektrische Einstreuungen unterbinden und dazu die Spule mit Kupfer-Geschenkpapier abschirmen. Natürlich darf die Abschirmung dabei keine geschlossene Windung darstellen, das würde alle Empfangsenergie vernichten. Erste Versuche zeigten aber, dass das Kupferpapier nahe an der Wicklung diese bereits stark dämpft. Ich habe daher zwei Haltescheiben (8cm Durchmesser) für den Ferritstab gedruckt. Da alles sehr wackelig ist, werde ich einen stabilen Holzbrettaufbau versuchen. Der Anschluss an den Eingang des Verstärkers erfolgt nun über ein kurzes Stück Koax-Kabel.

Spätere Versuche zeigen leider ganz klar, dass die Abschirmung auch den Empfang sehr stark dämpft, selbst wenn keine komplette Windung vorhanden ist. Wenn das Kupferpapier bloß bis zu den Holzträgern der Ferritantenne genähert wird, bricht der Empfang bereits völlig ein (gemessen mit 1:10 Tastkopf direkt am Schwingkreis).  Einzig eine Schirmung der Unterseite des Bodenbrettchens hat keinen Einfluss auf den Empfang.

Hier nun der mechanisch stabile Aufbau ohne Abschirmung:

Ich erhalte bei Anschluss eines NF-Verstärkers an den Ausgang bereits eine hörbare Tonfrequenz. Das überrascht mich, denn es sollte nur die getastete Trägerwelle zu empfangen sein. Die Suche nach Störquellen (Monitor, TV, andere DCF77 Uhren, Netzteile,  Computer, etc.) in meinem näheren Umfeld blieb erfolglos. Hier ein kurzes Video des empfangenen Signals.

OK, es sind eigentlich zwei Tonsignale: ein dauerndes Pfeifen bei ca. 2kHz und das DCF77 Signal bei ca. 800Hz.

Eine Diskussion im Mikrocontroller Forum brachte zutage, dass es sich bei diesem Ton möglicherweise um einen Effekt der Phasenmodulation des DCF77 handeln könnte, der auftritt, weil meine Bandbreite zu groß ist. Es wurde vorgeschlagen, dass ich statt der langgestreckten Wicklung auf dem Ferritstab lieber eine kurze, dicke Spule probieren solle. Also schauen wir uns nun den Schwingkreis näher an.

Schwingkreis
Zuerst untersuchte ich den Schwingkreis mit der langgezogenen Spule (siehe Bilder oben).

Bei einer Mittenfrequenz von 77kHz ergibt sich eine -3dB Bandbreite von 1.85kHz. Mit
Q = f0/B = 41.6
berechnet sich die Güte zu 41.6. Das ist garnicht so schlecht, könnte aber besser sein.

Ich wickelte nun den Draht ab und in die 3D-gedruckte Kammerspule ein.

Die Induktivität ist wesentlich geringer:
* mit einem Ferritstab 136H
* mit zwei Ferritstäben 161H
Ich musste also noch einen 10nF Kondensator parallel schalten, damit ich ungefähr in den gleichen Frequenzbereich komme.
Die Bandbreite ist etwas kleiner: B = 1.74kHz, damit ist die Güte Q = 48.7. DJ3RV, Friedrich Krug, bezeichnet in den UKW-Berichten ein Q von 50 als ideal. Da wäre ich also schon ziemlich nahe dran.

Das ist jetzt keine wesentliche Verbesserung was das Q anbelangt, daher will ich noch den Rest der Litze in die Kammern wickeln und damit vergleichen.

Der ganze Rest meiner HF-Litze hat gerade gereicht, eine Kammer voll zu wickeln. Hier die Daten:
* R = 1.16 Ohm
* Luftspule: 666H
* ein Ferritstab: 2.89mH
* zwei Ferritstäbe: 3.34mH
* -3dB Frequenzen: 75.64kHz / 77.50kHz / 79.65 kHz
* Bandbreite B = 4.01kHz
* Güte Q = 19.3
* C = 1.2nF: ich habe 1nF Festkapazität (Styroflex) und den Drehkondensator. Abstimmung klappt einwandfrei.
Der Empfang des DCF77 erscheint lauter, jedoch sind die 50Hz Störungen nun auch viel stärker. Die Tonfrequenz ist nach wie vor zu hören.

Wie zu erwarten war sinkt die Güte des Schwingkreises, weil der längere Draht mehr Widerstand hat. Trotzdem ist der Empfang lauter, weil die Windungszahl in die Empfangsspannung mit N^2 eingeht, Q aber nur linear. Dies erkauft man sich aber mit mehr Störungen.

Zweite Stufe
Die Kopplung soll über einen Ringkern-Resonanztrafo erfolgen. Ich habe einen kleinen Ringkern mit dem Draht von der ersten Ferritantenne bewickelt und erreiche sagenhafte L = 21.8mH Induktivität! Die Kopplung soll durch einfaches Durchstecken des Anodendrahts erfolgen. Der 100k entfällt.

Ich hatte echtes Glück: der Koppelschwingkreis erreichte mit einem 150pF Kondensator auf Anhieb 78.1kHz als Resonanzfrequenz. Allerdings ist dieser Kreis recht breit, die -3dB Punkte sind bei 70.7kHz und 88.8kHz, B = 18kHz, Q = 4.3. Der grüne Ringkern stammte aus einem Schaltnetzteil und es kann sein, dass er für eine Drossel gemacht war und daher keine hohe Güte aufweist. Die Anodenleitung der ersten Triode ist nur einfach einmal durch den Ringkern gesteckt.

Man könnte die Güte des zweiten Schwingkreises vermutlich durch Verwendung eines geeigneteren Kerns verbessern. Auch muss die Induktivität keineswegs so hoch sein, sodass man weniger Windungen und damit weniger Ohm'schen Widerstand (kürzere Litze) erreichen könnte.

Aber auch in dieser Konstellation ist der Gewinn der zweiten Stufe bereits sagenhaft! Ich erreiche 450mVpp für den DCF77.

Die NF beträgt 833Hz (die Zeit-Angaben im Bild stimmen nicht, weil die x-Dehnung aktiv war).

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